1. Загальні відомості про SN6501
2. Загальні відомості про TPS55010
3. Принцип роботи двотактного перетворювача
4. Ефект намагнічування сердечника
5. Рекомендації з розробки DC / DC-перетворювача
6. Вибір лінійного LDO-регулятора
7. Вибір випрямного діода
8. вибір конденсатора
9. вибір трансформатора
10. Приклади готових рішень
11. Висновки

При побудові будь-якого типу промислових інтерфейсів одним з питань, що вирішуються розробниками, є питання про необхідність застосування гальванічної розв'язки. І в більшості випадків відповідь на дане питання залежить від необхідності вирішення таких завдань, як підвищення електробезпеки, зменшення впливу синфазних перешкод, захист від високовольтних впливів, реалізація розриву «земляний» петлі і т.п. Наступне питання, яке доводиться вирішувати після того, як з'ясовано необхідність реалізації гальванічної розв'язки і обрані елементи для реалізації ізольованого інтерфейсу - як забезпечити харчування сигнальної лінії. На сьогоднішній день для реалізації ізольованих DC / DC-перетворювачів існує безліч рішень, але, в більшості своїй, для побудови ізольованого інтерфейсу необхідно бюджетне малогабаритне рішення. Для такого застосування Texas Instruments пропонує драйвери SN6501 і TPS55010 . По застосуванню мікросхеми умовно можна розділити по потужності навантаження: SN6501 призначена для потужностей менше 0,5 Вт, а TPS55010 - для потужностей менш 2 Вт. Відмінності в вихідної потужності визначаються корпусом і внутрішньою схемою, так SN6501 виконана за схемою двотактного перетворювача в корпусі SOT23, а TPS55010 є драйвер трансформатора для реалізації Flybuck-архітектури і виконана в 16-вивідному QFN-корпусі (3х3 мм).

Загальні відомості про SN6501

SN6501 - це драйвер трансформатора, розроблений для бюджетних малогабаритних ізольованих DС / DC-перетворювачів і реалізує двотактний схему управління. Даний драйвер виконаний в корпусі SOT23-5. До складу мікросхеми входять тактовий генератор, схема управління транзисторами і два N-канальних МОН-транзистора. Схема управління транзисторами включає частотний дільник і логічну схему, яка забезпечує вихідні комплементарні сигнали без перекриття тимчасових інтервалів (рисунок 1).

Мал. 1. Блок-схема і тимчасові діаграми вихідних сигналів SN6501

Вихідна частота генератора подається на асинхронний дільник, який забезпечує два компліментарних вихідних сигнали S і / S зниженої частоти зі шпаруватістю 50%. Подальша логіка додає «мертву зону» між високими рівнями двох сигналів. Отримані в результаті сигнали G1 і G2 є сигнали управління затворами вихідних транзисторів Q1 і Q2. Як показано на малюнку 2, перед тим, як на будь-який з затворів подається керуючий сигнал (G1, G2) з рівнем логічної одиниці, в нього додається короткий інтервал, протягом якого обидва сигналу знаходяться в «низькому» стані, а обидва транзистора, відповідно , в високоімпедансних. Цей короткий період необхідний для запобігання замикання між висновками первинної обмотки і забезпечує режим роботи без перекриття тимчасових інтервалів.

Мал. 2. Форма вихідних сигналів

Загальні відомості про TPS55010

TPS55010 є драйвер трансформатора, призначений для роботи з оригінальною Flybuck-топології. Мікросхема виконана в компактному корпусі QFN c термопадом. Внутрішня схема включає в себе регульований генератор (0,100 ... 2 МГц), з можливістю синхронізації від зовнішнього сигналу, схему ШІМ, напівміст, температурний захист, захист по напрузі (рисунок 3). Для установки вихідної напруги використовується вбудований напівміст з струмовим керуванням. Також в схемі передбачена можливість плавного запуску, що забезпечується підключенням конденсатора до висновку SS.

Мал. 3. Структурна схема TPS55010

При включенні TPS55010 по топології Flybuck трансформатор підключається так само, як в обратноходового перетворювачі, в той час як співвідношення між вхідним і вихідним напругою визначається як у звичайного понижувального трансформатора / перетворювача. Тобто вихідна напруга визначається напругою первинної ланцюга, і немає необхідності у використанні додаткового опторазвязкі (рисунок 4). Висока ефективність перетворювача (більше 80%) визначається використанням вбудованих MOSFET-транзисторів для реалізації напівмоста.

Мал. 4. Типова схема включення TPS55010

З метою спрощення розробки для спільної роботи з мікросхемою TPS55010 доступні готові трансформатори, що випускаються фірмою Wurth ( # 750311880 з коефіцієнтом трансформації 1: 2,5 і гальванічною розв'язкою 2,5 кВ, # 750311780 з коефіцієнтом трансформації 1: 8, біполярним виходом і гальванічною розв'язкою 2 кВ).

Далі більш детально розглянемо принцип роботи двотактного перетворювача, що використовується в SN6501, і особливості вибору компонентів.

Принцип роботи двотактного перетворювача

Одним із способів передачі напруги з первинної у вторинну ланцюг в DC / DC-перетворювачів є використання двотактного перетворювача спільно з трансформатором з висновком від середньої точки.

Принцип роботи двотактного перетворювача проілюстрований на малюнку 5. У першій фазі, коли Q1 замкнутий, напруга VIN створює умова для проходження струму через нижню частину первинної обмотки, тим самим створюючи негативний напруга щодо середньої точки. У той же час, на верхній половині первинної обмотки напруга позитивно щодо середньої точки і утримує попереднє значення струму через Q2, який в поточному стані розімкнути. Таким чином, два джерела напруги, кожен з яких має напругу VIN, включені послідовно і створюють потенціал, рівний 2 VIN щодо землі. Напруга тієї ж полярності, що в первинній обмотці, буде і у вторинній. Отже, діод CR1 буде зміщений в прямому напрямку позитивним потенціалом верхній частині вторинної обмотки. Струм вторинної обмотки буде протікати через діод CR1, заряджати конденсатор і повертатися на заземлену середню точку через навантаження RL.

Мал. 5. Фази перемикання двотактного перетворювача

У другій фазі (рисунок 5), коли Q2 замкнутий, Q1 перемикається в високоімпедансное стан, і полярність напруг в первинної та вторинної обмотках змінюється. В даному випадку нижній кінець первинної обмотки знаходиться під потенціалом 2 VIN щодо землі. Тепер CR2 ​​зміщений в прямому напрямку, тоді як CR1 назад зміщений, і струм протікає з нижнього кінця вторинної обмотки, заряджаючи ємність через діод CR2, і повертається через навантаження до центрального висновку.

Ефект намагнічування сердечника

Для зменшення втрат джерела живлення в магнітному матеріалі необхідно враховувати ефект намагнічування сердечника. На малюнку 6 показана крива ідеального намагнічування для двотактного перетворювача, де B - щільність магнітного потоку, а H - сила магнітного поля. Коли Q1 знаходиться в провідному стані, магнітний потік змінюється від А до А ', а коли Q2 замикається - потік повертається назад від А' до А. Різниця в потоці, а, відповідно, і щільність, пропорційні добутку напруги первинної обмотки VP на час tON , протягом якого воно було докладено: B »VP ґ tON.

Мал. 6. Крива намагнічування сердечника і ефект саморегуляції позитивним температурним коефіцієнтом «RDS-on»

Даний твір важливо, так як визначає намагніченість осердя під час кожного циклу перемикання. Якщо твір напруги і часу для двох фаз роботи перетворювача не є ідентичним, то несиметричність щільності потоку призведе до зміщення BH-кривої щодо початкового положення. Якщо баланс не відновити, то зміщення буде збільшуватися з кожним наступним циклом, і поступово трансформатор перейде в область насичення.

Однак, завдяки позитивному температурному коефіцієнту опору каналу МОП-транзистора, вихідний транзистор SN6501 саморегулює розбаланс "V ґ t". У разі більшого часу ton протікає струм поступово нагріває транзистор, що веде до збільшення RDSon. Більший опір призводить до збільшення VDS. А так як напруга первинної обмотки є різницею між постійним вхідним напругою VIN і падінням напруги на МОП-транзисторі, VP = VIN - VDS, напруга VP, поступово зменшується, тим самим відновлюючи баланс.

Рекомендації з розробки DC / DC-перетворювача

Нижче наведені рекомендації по вибору компонентів для розробки ефективного двотактного перетворювача з високою струмовим навантаженням.

Слід зазначити, що, на противагу популярному переконання, вихідна напруга (VOUT) нерегульованого перетворювача значно зменшується при великому зміні струму навантаження. Різниця між VOUT при мінімальному навантаженні і VOUT при максимальному навантаженні може перевищувати діапазон напруги живлення підключаються мікросхем. Тому для забезпечення стабільного, котрий залежить від навантаження, харчування при збереженні максимально можливої ​​ефективності рекомендується спільно з двотактним перетворювачем використовувати лінійний регулятор з малим падінням напруги. Приклади схем перетворювача показані на малюнках 8-13.

Мал. 8. Ізольований RS-485-інтерфейс з харчуванням лінії на SN6501

Мал. 9. Ізольований RS-485-інтерфейс з харчуванням лінії, реалізованих на базі TPS55010

Мал. 10. Ізольований RS-232-інтерфейс

Мал. 11. Ізольований цифровий інтерфейс

Мал. 12. Система вимірювання температури з ізольованим SPI-інтерфейсом

Мал. 13. Ізольований I2C-інтерфейс для реалізації системи збору інформації з 4 входами і 4 виходами

Вибір лінійного LDO-регулятора

При виборі лінійного регулятора напруги необхідно враховувати наступні вимоги:

• Струмова здатність навантаження регулятора повинна трохи перевищувати специфікований струм навантаження в виробі. Як приклад-для струму навантаження 100мА необхідно вибирати регулятор з струмового здатністю 100 ... 150мА. Хоча регулятор з великими струмами також можливо використовувати, проте це призведе до меншої ефективності, так як зазвичай такі регулятори мають більше падіння напруги.

• Для отримання максимальної ефективності внутрішнє падіння напруги регулятора (VDO) на робочому струмі навантаження повинне бути мінімальним. Для бюджетних 150мА-регуляторів воно зазвичай одно ~ 150мВ на 100мА. При цьому слід звернути увагу на те, для яких умов дано це значення, оскільки таке низьке значення, як правило, специфицируется при кімнатній температурі і може збільшуватися в кілька разів при зміні температури, що, в свою чергу, збільшує вимоги до вхідній напрузі.

Мінімальна вхідна напруга, достатню для підтримки працездатності регулятора, визначається наступним чином: VImin = VDOmax + VOUTmax. Тобто, щоб визначити необхідну в гіршому випадку VI, ми повинні взяти максимальні значення VDO і VOUT, специфіковані для даного регулятора на заданому струмі і скласти їх разом. Також слід переконатися, що вихідна напруга випрямляча на задану струмовий навантаження дорівнює або перевищує VImin. В іншому випадку будь-яка зміна на вході регулятора буде передаватися без змін на вихід, так як регулятор не зможе забезпечити стабілізацію і буде вести себе як звичайний провідник.

Максимальна вхідна напруга регулятора має бути більше, ніж напруга на виході випрямляча без навантаження. При дотриманні цієї умови немає відображення струму в первинну обмотку, таким чином, нівелюється вплив падіння напруги на RDSon і досягається максимальна напруга на первинній обмотці. Тим самим досягається максимальна напруга на вторинній обмотці: VSmax = VINmax ґ n, де VINmax - максимальна вхідна напруга перетворювача, а n - коефіцієнт трансформації. Таким чином, щоб запобігти можливому пошкодження регулятора, його максимальна вхідна напруга повинна бути вище VSmax. У таблиці 1 показані максимальні значення напруги вторинної обмотки при різних коефіцієнтах трансформації, широко використовуваних в двотактних перетворювачах з вихідним струмом 100 мА.

Таблиця 1. Необхідні максимальні значення вхідних напруг LDO для різних конфігурацій двотактного перетворювача

Двотактний перетворювачLDOКонфігураціяVINmax, ВКоефіцієнт
трансформаціїVSmax, ВVImax, В

3,3 В VIN / 3,3 В VOUT 3,6 1,5 ± 3% 5,6 6 ... 10 3,3 У VIN / 5 В VOUT 3,6 2,2 ± 3 % 8,2 10 5 В VIN / 5 В VOUT 5,5 1,5 ± 3% 8,5 10

Вибір випрямного діода

Для забезпечення максимально можливої ​​напруги на виході перетворювача, випрямний діод повинен володіти малим прямим падінням напруги. Також, коли діод використовується в режимі перемикання з високою частотою, наприклад, для SN6501 - з частотою 450 кГц, він повинен забезпечувати швидке час відновлення. Діоди Шотткі мають обома цими властивостями, тому рекомендується використовувати їх в пристроях двотактного перетворювача. Прикладом такого діода може бути MBR0520L або STP0520Z до типового падінням 300 мВ при струмі 100 мА. Для великих вихідних напруг, таких як ± 10 В і вище, підійде MBR0530 , Що забезпечує роботу при напрузі 30 В.

вибір конденсатора

У представлених нижче схемах (малюнки 8 ... 13), все ємності є конденсаторами з багатошарової керамікою (MLCC). Як розв'язує конденсатора по харчуванню використовується ємність в діапазоні 10 ... 100 нФ. Вхідний згладжує конденсатор, приєднаний до центрального висновку первинної обмотки, підтримує в ній робочі струми під час перемикання. Для забезпечення мінімальних викидів цей конденсатор повинен бути номіналом 10 ... 22 мкФ. При двосторонньої розведення друкованої плати із спеціально передбаченої земляною шиною цей конденсатор повинен розташовуватися поруч з центральним висновком обмотки, що забезпечить мінімальну індуктивність провідника. При чотиришаровій друкованій платі з окремими шарами «землі» і VIN, конденсатор може бути встановлений в точці подачі живлення на плату. У цьому випадку, щоб забезпечити мінімальну індуктивність провідника при підключенні конденсатора до верствам харчування, необхідно використовувати як мінімум два паралельних перехідних отвори в кожній точці переходу.

Згладжує конденсатор на виході випрямляча забезпечує мінімальні викиди вихідної напруги. Величина даного конденсатора повинна бути близько 10 ... 22 мкФ. Конденсатор на вході регулятора є необов'язковим, хоча, виходячи з практики аналогових схем, використання малого номіналу ~ 47 ... 100 нФ дозволяє поліпшити придушення шумів і стабільність роботи схеми при перехідних процесах.

Вибір конденсатора на виході регулятора залежить від вимог до стабільності регулятора при заданому навантаженні. Даний конденсатор стабілізує внутрішню ланцюг управління і вказується в паспорті мікросхеми. У більшості випадків буде достатнім застосування керамічного конденсатора ємністю 4,7 ... 10 мкФ з малим ефективним опором. Так для сімейства TPS763xx досить використовувати конденсатор 4,7 мкФ.

вибір трансформатора

Одним з критеріїв вибору трансформатора ізольованого DC / DC-перетворювача є твір Vt. Правильно обрана величина даного параметра дозволить запобігти насичення котушки трансформатора. Для цього твір Vt трансформатора повинно бути більше, ніж максимальне твір Vt, що додається драйвером. Максимальна напруга, що видається SN6501, це номінальну напругу входу + 10%. Максимальний час, протягом якого відповідна напруга прикладається до первинної обмотці драйвером SN6501- це напівперіод мінімально можливої ​​частоти при заданому вхідному напрузі. Таким чином, мінімальні вимоги до твору Vt трансформатора визначаються наступним співвідношенням:

,

Стосовно до використання драйвера SN6501, отримуємо:

для напруги живлення 3,3 В і

для напруги живлення 5 В.

Для більшості малопотужних трансформаторів з висновком середньої точки значення параметра Vt знаходяться в діапазоні 22 ... 150В мкс при типових розмірах 10х12мм. У той же час трансформатори, розроблені спеціально для PCMCIA, забезпечують найменші значення 11В мкс і поставляються в значно зменшеному розмірі 6х6мм.

Незважаючи на те, що більшість доступних трансформаторів задовольняють вимогам до Vt і можуть використовуватися спільно з SN6501, перед остаточним вибором трансформатора в розроблюваний джерело слід також врахувати інші важливі параметри, такі як напруга ізоляції, потужність трансформатора, коефіцієнт трансформації.

Залежно від вимог виробу до величини гальванічної розв'язки вибирається трансформатор, що забезпечує необхідну ізоляцію в діапазоні 0,5 ... 6 кВ.

Також трансформатор повинен володіти коефіцієнтом трансформації, який дозволить розробляється перетворювача працювати при необхідних токах навантаження і у всьому діапазоні температур.

Мінімальний коефіцієнт трансформації визначається відношенням мінімальної напруги у вторинній обмотці до мінімального напрузі в первинній обмотці, помноженому на коригувальний коефіцієнт, який враховує ефективність трансформатора:

Значення VSmin (рисунок 7) має бути таким, щоб при максимальному падінні на діоді VFmax забезпечити достатню напругу на вході регулятора для його подальшої роботи.

Мал. 7. Схема до розрахунку мінімального коефіцієнта трансформації

Використовуючи дані з попереднього розділу для обчислення мінімального вхідного напруги регулятора і додаючи до цього значення VFmax, отримуємо мінімально необхідну напругу вторинної обмотки.

Для розрахунку мінімального напруги в первинній обмотці VPmin необхідно відняти максимально можлива напруга «стік-витік» транзисторного ключа VDSmax, з мінімально можливої ​​напруги на центральному виведення VINmin. У той же час слід врахувати, що VDSmax є твором максимального значення RDSon і ID для заданої напруги харчування.

Таким чином, отримуємо:

Використовуючи вирази для VPmin і VSmin, отримуємо вираз для розрахунку мінімального коефіцієнта трансформації:

Як приклад розрахунку мінімального коефіцієнта трансформації візьмемо схему перетворювача з вхідною напругою VIN = 3,3 В і вихідним напругою VOUT = 5 В. Як інших елементів схеми виберемо випрямний діод MBR0520L і лінійний стабілізатор TPS76350 . З специфікацій на пристрої для навантаження 100 мА і температури 85С ° одержуємо такі значення: VFmax = 0,2 В, VDOmax = 0,2 В, VOUTmax = 5,175 В. Так як напруги харчування SN6501 - 3,3 В, отримуємо VINmin = 3,234 В, також з специфікації на SN6501 беремо значення RDSmax = 3 Ом і IDmax = 150 мА. Підставляючи вищеперелічені дані в формулу для коефіцієнта трансформації, отримуємо мінімальне значення:

Більшість доступних комерційних трансформаторів для двотактних перетворювачів з 3 ... 5 В мають коефіцієнт трансформації 2,0 ... 2,3, з точністю ± 3%

Приклади готових трансформаторів наведені в таблиці 2.

Таблиця 2. Трансформатори для використання з SN6501

коефіцієнт
трансформаціїVх T, В мксГальванічна
розв'язка, В (rms)Застосування, ВВикористання LDOНайменування

1 ... 1,3 11 2500 5 ... 5; 3,3 ... 3,3 Так 760390014 1 ... 1,5 34,4 2500 5 ... 5; 3,3 ... 3,3 Так DA2303-AL 1 ... 2,2 21,5 2500 3,3 ... 5 Так DA2304-AL

Приклади готових рішень

На малюнках 8 ... 13 наведені схеми застосування SN6501 і TPS55010 для реалізації ізольованих інтерфейсів в системах з напругою живлення 3,3 В. Для систем з 5 По-харчуванням необхідно буде тільки змінити коефіцієнт трансформації і підібрати потрібний регулятор там, де це потрібно.

Приклади реалізації ізольованих інтерфейсів RS-485 для комунікації з контролером MSP430 , Побудованих на базі трансиверів ISO3082 / 88 , Показані на малюнках 8 і 9. Більш детальну інформацію про трансиверах для реалізації промислових інтерфейсів ви знайдете в окремій статті номера.

На малюнках 10 ... 13 показані приклади реалізації комунікації з контролерами MSP430 за допомогою мікросхем цифрових ізоляторів ISO7242 , ISO7641 , ISO1541 .

У наведених прикладах для стабілізації ізольованого вихідної напруги 5 В використовуються різні типи лінійних регуляторів TPS76350 , LP2985-50 , LP2981-50 , Принципи вибору яких описані в статті раніше. Слід також відзначити використання джерел прецизійного опорного напруги REF5025 и REF5040 (Малюнки 12, 13), використання яких спільно з ЦАП / АЦП дозволяє розробляти високоточні системи вимірювання.

Висновки

Використання компактних драйверів SN6501 (SOT23-5) і TPS55010 (QFN16) спільно з доступними низкопрофильними трансформаторами дозволяє реалізувати просте малогабаритне рішення гальванически розв'язаного джерела живлення. Таке рішення успішно використовується для забезпечення харчування різного типу промислових інтерфейсів (CAN, RS-485, SPI і т.д.). Для забезпечення швидкої розробки гальванічно розв'язаних інтерфейсів і перевірки функціональності даного рішення Texas Instruments надає як зразки самих драйверів, так і типові проекти і налагоджувальні плати.

Отримання технічної інформації, замовлення зразків, поставка - e-mail: [email protected]