Журнал РАДІОЛОЦМАН, лютий 2014

RO Ocaya

EDN

мікросхема TL431 являє собою програмований трехвиводной шунтовой стабілізатор напруги, функціонально подібний стабілітрону з низьким температурним коефіцієнтом. Вихідна напруга TL431 стабілізується внутрішнім опорним джерелом і програмується в діапазоні від 2.5 до 36 В за допомогою двох зовнішніх резисторів. Мікросхема цікава також широким діапазоном робочих струмів від 1 мА до 100 мА при типовому динамічному опорі 0.22 Ом. Характеристики цих опорних джерел роблять їх відмінною заміною для стабілітронів в безлічі додатків, таких, скажімо, як цифрові вольтметри, джерела живлення і будь-які інші схеми, яким потрібен прецизійний джерело напруги. В даний час вони широко поширені в імпульсних джерелах живлення.

При певних поєднаннях напруги харчування і ємності навантаження TL431 проявляє цікаву нестабільність, наслідком якої є виникнення стійкої генерації, частота якої може варіюватися в діапазоні від 10 кГц до 1.5 МГц, в основному, в залежності від вхідного керуючого напруги. Почасти це відбувається через утворення в цих умовах області негативного опору. Як показано в цій статті, причинами нестабільності не є ні наявність двох внутрішніх полюсів, ні третій полюс, внесений зовнішнім конденсатором, включеним послідовно з опором навантаження (Малюнок 1). Вихідний каскад на одному транзисторі, доданий для буферизації генератора, формує вихідний сигнал з TTL рівнями.

Опис роботи TL431

Принцип роботи генератора можна зрозуміти, розглядаючи схему в двох аспектах. Перший пов'язаний з основною функцією TL431 як джерела опорного напруги. Звернемося до еквівалентної схеми генератора, зображеного на рисунку 2. Величина постійного струму I1 (див. Малюнок 3) залежить від напруги приблизно наступним чином:

де VKA - напруга «стабилитрона». Припустимо, що спочатку конденсатор не заряджений, і, відповідно, VKA = 0. Конденсатор поступово заряджається частиною струму I1 до тих пір, поки напруга на ньому не досягне рівноважного значення з TL431, тобто, VKA = 2.49 В. Однак зарядний струм на цьому не обривати, і конденсатор продовжує заряджатися. Моделювання перехідних процесів в зображеної на рисунку 2 схемі показало, що напрузі конденсатора досить перевищити рівноважне значення VKA всього на кілька мікровольт, щоб зворотний зв'язок знову відновила рівновагу. Відбувається це в такий спосіб.

Оскільки база транзистора Q1 безпосередньо з'єднана з конденсатором, з ростом VKA збільшується і напруга на емітер Q1 (яке також є напругою бази Q11), і, відповідно, збільшується струм через транзистор Q11. Транзистор Q9 і резистор R8 утворюють колекторну навантаження Q11. Тому збільшення колекторного струму Q11 призводить до зниження колекторного напруги Q9. У зв'язку з тим, що Q9 і Q10 є елементами струмового дзеркала, колекторні струми цих двох транзисторів мають ту ж величину, що і Q11, але Q10 має динамічну колекторних навантаження у вигляді транзистора Q6, який через резистор R5 отримує струм бази від другого струмового дзеркала , що складається з транзисторів Q2, Q4 і Q12. Конструкція струмового дзеркала така, що початковий зростання емітерного напруги Q1 збільшує його напруга VBE. Це викликає збільшення струму колектора Q6, а, отже, і колекторного струму Q10. В результаті напруга на його колекторі зростає, і також зростає напруга на підключеної до нього базі транзистора Дарлінгтона Q7, Q8, чому Q8 відкривається, і напруга VKA швидко спадає. В даній конкретній схемі висновок опорного напруги (R), до якого підключений конденсатор, з'єднаний з висновком катода (K). Таким чином, як тільки напруга на конденсаторі починає перевищувати рівноважне значення, пристрій прагне тут же відновити рівновагу, швидко зменшуючи напругу катод-анод.

За допомогою блок-схеми зображеної на рисунку 3, ми пояснимо, яким чином виникають стійкі коливання при порушенні рівноваги TL431. Конденсатор заряджається невеликим, майже постійним струмом, частково відбирають від струму джерела живлення I1. На рисунку 3 зарядний струм позначений як I3. Коли напруга конденсатора проходить точку рівноваги VREF, ток I2, що складається з суми колекторних струмів Q7 і Q8 (Малюнок 2), швидко і ефективно забирає заряд, накопичений в конденсаторі. Тривалість імпульсу I2 невелика, але достатня для того, щоб скинути напругу на конденсаторі нижче точки рівноваги. Потім конденсатор знову починає заряджатися, забираючи ток від I1, цикл заряду-розряду повторюється, і, таким чином, починаються стійкі коливання. Розряд конденсатора відбувається дуже швидко, тому струм під час розряду набагато перевищує струм I1 джерела живлення, підкоряючись співвідношенню I = ΔQ / Δt, де ΔQ - накопичений заряд конденсатора.

Оцінка часу заряду і розряду

Якщо струми заряду і розряду відомі, можна знайти наближене вираження для величин зарядів, одержуваних конденсатором, і віддаються їм у вихідні каскади TL431. При сталих коливаннях ці заряди будуть рівні.

З рисунка 3 видно, що

I3 = I1 - IBIAS.

Величина струму IBIAS мікросхеми TL431 рівна приблизно 260 мкА і практично не змінюється в широкому діапазоні керуючих напруг VCTRL.

На підставі сказаного можна скласти наступне диференціальне рівняння:

Тут RS - опір, включене послідовно з джерелом напруги, що управляє. Вирішуючи диференціальне рівняння на інтервалі між нижнім (VcL) і верхнім (VcH) порогами напруги VC при сталих коливаннях, можна знайти час заряду:

Оцінити час розряду дещо складніше, оскільки він відбувається через динамічно змінюється опір. Ефективний опір, через яке йде придбаний заряд, можна приблизно розрахувати наступним чином. Моделювання та експерименти показують, що в режимі стійких коливань VKA не опускається нижче 1.60 В і не піднімається вище 2.74 В. На рисунку 4 показана взята з довідкових даних вольтамперная характеристика TL431.

Ця залежність нагадує пряму гілку диодной характеристики, тому її можна апроксимувати наступною функцією:

На відміну від звичайного діода з pn переходом, ток TL431 слабо залежить від температури, оскільки в мікросхемі використовується опорний джерело з напругою, що визначаються шириною забороненої енергетичної зони. Можна показати, що динамічний опір одно

Лінійна апроксимація взятих з довідкових даних характеристик дає R0 ≈ 135.9 кОм, α ≈ 2.304 В / кОм. Таким чином, в області існування коливань опір змінюється від 1.7 кОм до 246 Ом. В контексті розряду конденсатора це означає, що зі збільшенням напруги, що управляє швидкість розряду збільшується, так як опір ефективного шляху протікання розрядного струму мало. Значить, можна очікувати, що при збільшенні напруги, що управляє час розряду зменшиться, тобто, частота збільшиться. Фактично це і спостерігалося в реальному генераторі. Моделювання показує, що струм, що забирається з конденсатора при розряді, дуже великий, тому час розряду зазвичай дуже мало і може не прийматися до уваги.

Вихідний сигнал генератора береться безпосередньо з конденсатора, тому для виключення впливу навантаження необхідна зовнішня буферизация. SPICE моделі мікросхеми TL431 можна знайти в різних джерелах, наприклад, на сайтах Texas Instruments і LTspice Wiki. У симуляторі використовувалися різні моделі, і всі вони генерували однаково (Малюнок 5). Практичні експерименти виконувалися з мікросхемами TL431A і TL431B , KA431 і LM431. І хоча у всіх випадках виникали коливання, вхідні напруги, необхідні для порушення схеми, а також діапазон частот генерації для кожної мікросхеми були різні. Крім того, опорні напруги цих пристроїв мали розкид від 2.43 В до +2.53 В.

Спостереження показали, що амплітуда вихідних коливань генератора в точці, позначеної на рисунку 1 як OSC, зростає зі збільшенням напруги, що управляє V1. Частота в діапазоні практично використовуваних струмів також перебувала приблизно в прямій залежності від вхідного керуючого напруги, однак за певних токах картина змінювалася, і зростання напруги супроводжувався зменшенням частоти. В Таблиці 1 наведені результати вимірювань в області прямої лінійної залежності частоти від напруги для двох різних мікросхем.

Таблиця 1.
Результати вимірювань режимів ГУН на схемі TL431 в області,
де збільшення керуючого напруги супроводжується
зростанням частоти.

ємність C1
[нФ]

KA431

LM431

діапазон керуючих
напруг V1 [В]

Вихідна
частота [кГц]

діапазон керуючих
напруг V1 [В]

Вихідна частота
[кГц]

10

2.69 - 3.39

52.1 - 150.1

3.90 - 5.75

934.0 - 1517.0

100

2.69 - 11.6

12.4 - 211.5

7.47 - 11.60

383.0 - 435.0

У цих експериментах керуючу напругу було обмежено величиною порядку 12 В, щоб катодні струми не перевищували 10 мА, хоча в довідкових даних на TL431 стверджується, що пристрій може пропускати струм до 100 мА. З усіх випробуваних мікросхем область з зворотною залежністю частоти від напруги спостерігалася тільки у LM431. Це відбувалося в діапазоні керуючих напруг від 5.20 В до 7.04 В, при відповідній зміні частоти від 602 кГц до 433 кГц. Ємність конденсатора C1 була обрана рівної 100 нФ. Згідно з технічним описом [ 1 ], В діапазоні ємностей від 10 до 100 нФ схема втрачає стійкість, що повністю узгоджується з результатами експериментів.

Схема може використовуватися в наддешевих лабораторних генераторах TTL імпульсів і в якості ГУН низькочастотної ФАПЧ для діапазону середніх хвиль. Описаний пристрій успішно працювало в схемі діодного кільцевого змішувача програмно-обумовленого радіоприймача (SDR) АМ діапазону.

посилання

1. Motorola Inc., TL431A, B Programmable precision references, Document TL431 / D Revision 6, 1998. (Current TI datasheet)

завантаження

1. LTwiki, SPICE модель TL431
2. Texas Instruments, SPICE модель TL431
3. файли SPICE

Відео роботи ГУН